一种可变电平变换器及控制方法

1. 痛点问题

在光伏、储能等领域，随着对于性能、效率、功率密度和成本的不断追求，并网逆变器的单机容量和电压等级不断提高，传统两电平变换器已经无法满足需求，多电平技术是解决该问题的有效手段。目前光伏组串和电池簇广泛使用1500V直流电压，对应的并网逆变器通常采用三电平拓扑：包括二极管箝位三电平、有源中点箝位三电平等结构，一般采用1200V的功率器件。但当光伏组串或电池簇的电压等级进一步提高到2000V之后，为满足最高耐压，若依然沿用传统三电平拓扑，则必须全部采用1700V的开关器件，然而1700V的器件开关速度慢、损耗大，会严重影响系统效率。另一方面，在实际工况中，光伏组串或电池簇的直流输出电压会随着光照条件、温度、输出功率或电池SOC的不同在较大范围内变化，并网逆变器实际在大多工况下均工作在低于2000V的直流电压范围，不仅降低了器件的电压利用率，还导致逆变器全电压范围效率曲线有所下降。因此有必要针对更高电压等级的光伏、储能并网逆变器的拓扑结构及控制方法进行优化设计。

2. 解决方案

本成果首先提出了一种电平可变的变换器电路，如图1所示，电平可变是指其输出电平的数量和每个电平的电压都是可变的。直流母线由三个电容串联分压，其中中间电容并联一个旁路开关K；每相桥臂包括6只开关器件，其中开关对（Sx1，Sx1'）、（Sx2，Sx2'）和（Sx3，Sx3'）分别互补。根据直流母线电压的不同，该电路可工作在四电平模式或三电平模式。

图1  所提出的可变电平变换器

（1）模式1：旁路开关K断开，四电平工作模式

此时该拓扑为四电平ANPC拓扑，开关器件（Sx1，Sx1'）、（Sx3，Sx3'）分别只承受电容Cd1和Cd3的电压Ud1、Ud3，而（Sx2，Sx2'）需要承受的最大静态电压为Ud2+Ud1或Ud2+Ud3。因此可选择不同电压等级的开关器件以减小整体导通损耗和成本。

（2）模式2：旁路开关K闭合，三电平工作模式

此时该拓扑退化为三电平ANPC拓扑，所有开关器件都只承受半母线电容电压。

综合上述两种模式，所提出的可变电平变换器可采用不同电压等级的开关器件，在耐受2000V直流母线电压的基础上，保证器件较高的电压利用率和较低的成本。进一步，由于不同电压等级器件具有不同的开关损耗特性，为了提高不同母线电压下变换器的综合效率，采取以下方案对变换器输出电平进行动态调控：

（1）当直流母线电压较高时，变换器工作在四电平ANPC模式，采用载波交叠PWM调制策略，如图2所示。由于相同电流等级的高压器件相比低压器件往往具有更大的开关损耗，而此时（Sx2，Sx2'）在开关动作时只承受电容Cd2的电压Ud2，因此，为了减小高压器件的开关损耗，母线三个电容电压不再均分，而是尽量减小Ud2。以2000V集中式光伏逆变器为例，（Sx1，Sx1'）、（Sx3，Sx3'）可采用1200V的器件，（Sx2，Sx2'）可采用1700V的器件；当母线电压随着MPPT变化时，保持Cd1和Cd3的电压为最大值不变，如Ud1=Ud3=Ud0max=800V，而Ud2=Udc——Ud1——Ud3随着母线电压而变化，开关动作时（Sx2，Sx2'）的工作电压最高为400V，因此可大幅减小高压器件的开关损耗。

（2）当母线电压逐渐降低，如Udc≤2Ud0max=1600V时，Ud2已经减小到0，闭合旁路开关K，此时工作在三电平ANPC模式，采用基频+高频混合载波调制方式，如图3所示。此时保持Ud1=Ud3=Udc/2，（Sx1，Sx1'）、（Sx3，Sx3'）工作在载波频率，而高压器件（Sx2，Sx2'）工作在基波频率，开关损耗大幅减小。

通过上述控制方案，可实现直流母线电压全范围内的高、低压器件开关损耗的综合优化，提升变换器综合效率。

图2  四电平ANPC载波交叠PWM调制策略示意图

图3  三电平ANPC基频+高频混合载波调制策略示意图